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為了提高通訊系統的頻譜利用率，為用戶提供快速的數據傳輸和多媒體數據業務，現在的通訊系統采用寬帶的數字調制技術如BPSK、QPSK、QAM等，其峰均比都比較高，這就需要發射機通道要使用高線性放大器，通常為滿足線性指標使用AB類功放，但其效率極低不滿足節能要求。隨著線性化技術的發展：前饋技術、模擬預失真和數字預失真，隨著技術的發展和精力的投入數字預失真技術也逐漸成熟并廣泛應用，這樣就有待于高效率功放的出現。提高效率的方法有小回退 AB類功放、Doherty技術、Cheric技術、EER技術等其中Doherty實現最為簡單，便于生產。
但隨著通信技術的發展，功率回退值越來越來，傳統的Doherty功率放大器已逐漸無法滿足未來更高速無線通信系統高峰均比的要求。為了改進 Doherty結構滿足現今需求，本文中就設計了一種能夠自適應調節輸入功率分配的Doherty結構，并對非對稱輸出對Doherty的影響做了詳細分析。
1 非對稱Doherty結構
1.1 非對稱Doherty的分類
相對于經典Doherty電路的對稱功放管的結構非對稱Doherty的意義包括：非對稱功率輸入，非對稱晶體管，非對稱漏極供電等。非對稱飽和點，又稱非對稱功率輸出，即主功放和輔助功放飽和輸出功率不等。由于經典Doherty功率放大器主功放達到功率飽和時，輔助功放仍未能達到功率飽和，即輔助功放輸出功率相對主功放輸出功率低，所以通常采用輔助功放飽和輸出功率大于主功放飽和輸出功率的方法。非對稱飽和點一般與非對稱功率輸入同時使用，保證電路得到較高的效率。另外，非對稱飽和點Doherty功率放大器還能夠適應于不同峰均功率比的信號。根據信號峰均功率比的大小，通過選擇合適的輸入功率和飽和功率比值α，可以使得功率放大器在回退信號峰均功率比值時正好達到主功放電壓飽和點，即第一次效率最高點，從而獲得較高的效率主功放達到功率飽和時，輔助功放漏極電流小于主功放的漏極電流，導致輔助功放最終輸出功率偏小。所以在實際實現非對稱Doherty功放時，功率比值的取值比理論計算值偏小。
1.2 非對稱功率輸入對Doherty的影響
本節采用飛思卡爾公司的LDMOS晶體管MRF6S27015N進行仿真并對不同功率分配比PAE，IMD3的影響來進行仿真研究，設計過程簡要介紹如下：1）根據芯片Datasheet和對于芯片模型仿真結果的綜合分析得到該功放管工作在AB類時，柵極電壓（VGS）2.63 V，靜態電流311 mA;2）工作在C類時，柵極電壓為1.55V，無靜態電流。同時漏極電壓都為28V;3）Loadpull和Sourcepull測出功放管的輸出和輸入阻抗;4）使用simth原圖進行輸入輸出網絡匹配，匹配完成后用實際微帶線替換并進行多次仿真確定微帶的實際的具體長寬;5）加入直流偏置電路后單管仿真;6）調試兩路Doherty電路并改變輸入功率分配比得到如下結果：
1）低功率狀態：
當輸入低功率時，峰值功率放大器（輔助功放）截止只有載波功率放大器工作，此時設置載波功率放大器和峰值功率放大器的輸入功率分配比例為 1：1，2：1，3：1，4：1和5：1，對其進行效率和三階交調分別仿真，得到功率附加效率（PAE）和三階交調（IMD3）特性隨輸出功率和功率分配比的變化曲線。從圖一可以看出當功率分配比為1：1時功率分配對Doherty結構整體的PAE影響很小，且普遍大于功率分配比是1：1時。功率附加效率隨著輸出功率增大而增大，當達到峰值后，功率分配效率不再增加而甚至呈下降趨勢。這是由于載波放大器工作在AB類，其理論最大效率為78.5%，但實際中不可能達到。所以在本例中，載波放大器達到峰值附加效率52.5%（功率分配比5：1）后就不在增加。此外從曲線中還可以看出功率分配比大于1：1是放大器達到最大PAE是的輸出功率基本相同。在PAE曲線末端，不同的功率分配比在具有相同的功率輸出時對應的功率附加效率不同，比例越大從峰值點出曲線下降的就越快，而在1：1時PAE曲線一直保持上升的態勢，一直到最大輸出。功率分配比為2：1時，在達到相同較大輸出的時候放大器仍然保持了較高的功率附加效率。
輸入分配比不僅會影響放大器的功率附加效率，還會對交調特性產生影響。在不同功率分配比下三階交調隨輸入功率的變化如圖2所示。在輸入功率很低時，大于 1：1的功率分配比情況下的三階交調特性要好于1：1的情況，但隨著輸入功率的增大，三階交調特性也在變壞。功率分配比大于1：1時，三階交調上升的速度比1：1時要快，最后的三階交調特性會比功率分配比是1：1時要惡化7 dB左右。這種情況是因為功率分配比越高，分給載波放大器的功率越大，同時，載波放大器的輸出功率也就越高。輸入功率的加大會使放大器的非線性效應增強，直觀表現就是三階交調特性的快速惡化。但在功率分配比為2：1時，三階交調特性一直保持著一個相對較低的水平，從這個方面看，對于實際的Doher ty結構放大器來說，存在一個最佳的功率分配比例，使得在峰值放大器未開啟前有最佳的交調特性。由PAE特性隨輸入功率的變化圖中可以得到，當功率分配比為2：1時，放大器的功率附加效率會有最佳表現，在達到峰值功率附加效率后，仍然能夠保持該峰值效率后輸出更大功率。從上面的分析可以看出，對于使用 Doherty結構的放大器，在峰值放大器未開啟前，適當調整載波放大器和峰值放大器的輸入功率分配比，可以得到較好的功率附加效率和三階交調特性。
2）中功率狀態：
中功率狀態是載波放大器與峰值放大器都處于工作狀態，載波放大器電壓輸出達到飽和狀態，峰值放大器開啟。但是此時峰值放大器還沒達到飽和狀態所以分給峰值放大器更多功率可以提高PAE。將Doherty中載波放大器和峰值放大器的輸入功率分配設置為1：1，1：2，2：3，3：4，經過仿真后得到不同輸入功率分配下的功率附加效率（PAE）對輸出功率變化的曲線如圖3所示。
從圖3可以看出，在為完全飽和狀態是，給峰值功放分配的功率并沒有明顯提高整體的PAE，方等值放大器峰值放大器風道的功率較高時由于輸出電流較小不能對載波放大器進行足夠的負載調制，使得載波放大器沒有輸出更大的電流不能提高功率附加效率，甚至會由于分給載波放大器的功率很少時效率反而會下降這也說明了負載牽引在Doherty結構中的關鍵作用。當峰值功率放大器歲輸入功率增加而輸出更多電流后，對載波放大器的負載調制更深，使載波放大器在電壓飽和的情況下能夠輸出更多的電流給負載，因此提高了整體結構的功率附加效率。由圖中可以看出當輸入功率分配比（1：2，2：3，3：4）高于1：1時，在飽和輸出時的功率附加效率會更高大于等公分的情況。而且，向峰值放大器分配的的輸入功率越高飽和狀態下的功率附加效率也就越高。
當載波放大器和峰值放大器同時工作時，輸入功率分配比對三階交調（IMD3）的影響可以從圖四得出。圖四的K值代指載波放大器和峰值放大器的輸入功率分配比例，分別為1：1、2：1、3：1、4：1、5：1。比值越高，代表分給載波放大器的功率越多，三階交調特性就越好。這種現象是因為載波放大器工作在線性度較好但效率不高的AB類，而峰值放大器工作在線性度不好但效率較高的C類，分給工作在C類的峰值放大器越多的輸入功率，三階交調特性就越差。但是如若給載波放大器分配了過多了輸入功率，勢必會導致峰值放大器由于得不到足夠的輸入功率而不能輸出較大的電流來調制載波放大器，使得對載波放大器的調制不完全使載波放大器達不到電流飽和，降低了整體的功率附加效率。若分給峰值放大器過多的功率，那么由于C類放大器的線性度太差，嚴重惡化整體結構的線性度。從圖四也能看出，在載波放大器和峰值放大器功率分配比為1：1的情況下要比功率分配比為5：1的情況惡化接近5 dB。另外由于在中功率狀態分析時已經能看出當達到飽和時的大功率狀態下的情況故此不再分析。
2 非對稱Doherty設計
2.1 非對稱輸入Doherty
由上節分析可知非對稱功率輸入的Doherty相對于主/輔功放功率分配比1：1的情況對效率以及其他屬性上有較為明顯的優勢，但是在不同的輸入功率情況下對整功放系統的影響有好有壞有高有低，在輸出40 dBm時，漏極效率超過3%，再往后的隨著主/輔功率分配比的增加，漏極效率幾乎不變，由于主功放的工作狀態決定了主功放的最高效率，因此在小功率狀態下，整體效率并不會隨著分配比的增大而一直提高，結合經典Doherty功率放大器的原理分析可知，在小信號狀態下只有主功放工作，只有當輸入功率達到一定值后，輔助功放才開始工作而此時主功放處于電壓飽和狀態，同時輔助功放不能輸出其最大功率，此時主、輔助功放的負載阻抗不能達到完全調制。因此，在小功率狀態下，經典Doherty功率放大器中按1：1比例分配給輔助功放的輸入功率并沒有被放大，輔助功放并不會給負載阻抗提供輸出功率。同時，當主功放進入電壓飽和狀態后，應當減少對主功放的輸入功率，而增大輔助功放的輸入功率，這樣將提高Doherty功率放大器的效率。這樣就存在一個問題，要想在小功率狀態下進入主功放的功率多，在大功率狀態下進入輔助功放的功率多，Doherty功率放大器輸入端的功分器必須能動態控制主、輔助功放的輸入功分比。而對于經典功分器來說，功分比一旦確定之后就不能再變化，這樣就不能動態控制主、輔助功放的輸入功率分配比。
2010年Jungioom Kim提出并設計了一款Doherty功率放大器，其可以實現對輸入功率分配比的動態控制，在7.5 dB處的漏極效率可以達到51.27%，其電路結構圖如圖五所示，在這個結構中起到動態分配功率的是長度為L的50歐姆offset line，在1 dB壓縮點處50歐姆的offset line對兩路功放的輸入阻抗沒有影響，因此可以保證功率分配比為1：1，在小功率狀態下，輔助功放處于截止狀態，輸入阻抗是一個相當大的值，而輔助功放的輸入阻抗值跟1 dB壓縮點一直，通過調節offset line的長度來實現想要的功率分配比。
2.2 非對稱可變功率輸入的Doherty放大器設計
根據設計要求設計的具體參數如下工作在2.5—2.7 GHz頻段，增益15 dB左右，增益平坦度小于1.5 dB，輸出信號回退：約6 dB，平均出書功率：40 dBm，漏極效率大于45%，三階交調系數（IMD3）小于-2.8 V。
首先根據設計指標要求確定功放管選擇Freescale公司生產的LDMOS晶體管MRD6S27015N。其單管峰值輸出達到43 dBm，工作電壓28 V。并且其具有成本低、工藝成熟、增益高、高輸出功率等優點，其缺點是頻率低、線性度差。使用ADS2009軟件進行設計，器件模型從官網下載。介質基片的選擇也直接決定了微帶線物理特征，越厚的板材在實現相同的阻抗條件下，線寬越大從而導致電路體積越大，過薄的板材形變比較嚴重。最終選擇羅杰斯 4350B作為介質基片，其主要參數相對介電常數為3.66，基片厚度為30 mil，金屬層厚度為35μm。
具體設計過程如同經典Doherty電路設計的一般方法：1）單管靜態工作點確定和穩定性測試;2）Loadpull和Sourcepull測出單管輸入輸出阻抗;3）偏執電路設計以及輸入輸出匹配網絡電路設計;4）單管調制與仿真;5）Doherty結構搭建與調試;6）整機仿真測試;7）版圖設計與仿真優化。具體過程不一一詳述。
3 Offset line長度確定
可變功率分配的Doherty功率放大器在輸入功率分配電路上與經典結構不同，這種功率分配起決定作用的是一段長為L的50歐姆微帶線，同過改變他的長度可以達到動態控制輸入功率分配比的作用如圖六所示為使用MRF6S27015N晶體管仿真時L長度對功率分配比的影響示意圖，由圖可知輸入功率分配比隨著 offset line長度變化而變化，在飽和輸出功率點出的功率分配比接近1：1，通過對offset line長度的優化，綜合考慮功率放大器輸出功率，效率與線性度，最終確定offset line產度為16.8 mm。
確定完offset line長度后進行搭建Doherty功率放大器的原理圖，經反復優化仿真后完成設計，經測試分析后設計完成的Doherty功率放大器實物如圖七所示，在測試過程中主，輔功放漏極點呀均為28 V，主功放柵極電壓為2.85 V，此時漏極電流為160 mA，處于AB類偏置，輔助功放柵極電壓設定為晶體管開啟電壓2.0 V。
經測試功率放大器的小信號增益約為14 dB，測試結果與仿真相差不大，與仿真相比較小信號增益比仿真數據小了約1個dB，飽和點輸出功率與仿真基本符合約為46 dBm左右，在功率回退點附近的漏極效率比仿真時略有下降，效率達到44%。測試結果表明，在6 dB功率回退點上整個頻段范圍內漏極效率約為43%。符合指標要求，至此設計完成。
4 結論
通過對非對稱輸入Doherty的研究發現其對功率放大器的的效率和增益的影響根據前人研究設計了一款便于根據要求對輸入功率比進行更改的Doherty功率放大器，經實測其可有效的優化功放性能。
