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隨著電子技術的快速發展，通信信號頻率越來越高，信號質量要求也越來越嚴。測量這些高速信號是不是只要選一個昂貴的示波器就行了呢？其實不然，如果一些細節沒有被注意，再貴的示波器也不見得測得準！
測量高速信號，首先要考慮測試系統的帶寬，這個測試系統的帶寬包括探頭的帶寬和示波器的帶寬。要測量100MHz的信號，用一個100MHz帶寬的示波器是不是就可以了？一些用戶可能對帶寬的概念并不是很清晰。認為100MHz帶寬的示波器就可以測量100MHz的信號了，其實并不是這樣。帶寬所指的頻率是正弦波信號衰減到-3dB時的頻率，而我們一般測量的數字信號都不是正選波，而是接近方波。這兩者對帶寬的需求是不同的。
根據傅里葉變換可知，方波可以分解為奇次倍數頻率的正弦波。比如1MHz的方波，是由1MHz、3MHz、5MHz、7MHz.。。.。。等正弦波疊加而成。下圖為不同濾波器下方波信號的響應。分別為把濾波器設置為方波基頻頻率、3次諧波頻譜、5次諧波頻率、7次諧波頻率的方波響應。
圖 1 截至頻率為方波頻率的濾波情況
圖 2 截至頻率為方波3次諧波頻率的濾波情況
圖 3 截至頻率為方波5次諧波頻率的濾波情況
圖 4 截至頻率為方波7次諧波頻率的濾波情況
可以看出想要得到較為完整的方波信息，最少需要5次諧波分量，而且如果想要獲得更加準確的信息，就需要能夠測量到更多的諧波分量。
所以選擇示波器和探頭帶寬時至少要選擇被測量方波信號的5次諧波頻率以上的帶寬。
示波器是無法直接對信號進行測量的，必須通過一個物理連接將信號傳輸到示波器內。這種物理連接就是探頭。探頭對高速信號測量來說至關重要。普通無源探頭一般有1:1探頭和10：1探頭兩種。這兩種探頭除了衰減比例不同外，還會對高速信號產生很大的差異。想要解釋這個問題，需要現討論一下探頭的一個關鍵特性——負載效應。
理想情況下，我們希望我們的測量設備的阻抗無窮大，這樣測試設備的接入就不會對被測系統產生任何影響，從而保證測量的真實性。但是遺憾的是測量系統不可能有無窮大的輸入阻抗，而這時候，測量設備的接入，會對被測系統產生什么影響呢？假設被測試系統如下圖所示。
圖 5 被測系統等效示意圖
可以看出，測量點電壓：V_out=V_sig×R_L/（R_L+R_S ）；
而當采用示波器進行測量時，由于示波器的輸入電阻和寄生電容，會使得此時的等效電路圖如下圖所示：
圖 6 探頭接入等效示意圖
可以看出，此時測量點電壓為：V_out=V_sig×（R_L ||R_in ||（1/（C_in×s）））/（R_L ||R_in ||（1/（C_in×s））+R_s ）；
其中R_in為輸入阻抗，C_in為寄生電容，s代表頻率?？梢钥闯?，此時測試點的電壓已經發生了變化，這導致了探頭接入前后，信號本身已經發生了改變。通過公式可以看出，R_in越大，對信號影響越小。而1/（C_in×s）這項是寄生電容與測量信號頻率的乘積的倒數，當測試信號頻率越高，則這項的影響就越大，要想降低該項的影響，只能盡量降低寄生電容C_in的容值。
下圖為×1探頭的模型：
圖 7 ×1探頭模型圖
由于探頭一定要有一段線，否則將不方便測量，而且線的長度一般都會超過1米。這導致了其寄生電容非常大，大約為100pF左右。在測量高頻信號時會產生了很大的負載效應。我們再來看一下×10的探頭模型：
圖 8 ×10探頭模型圖
可以看出，×10探頭的輸入電容C_in是10pF與后面電容的串聯，按電容串聯公式計算可知，C_in一定是小于10pF的，遠小于×1探頭的輸入電容，且Rin已經增加到10MΩ。所以×10探頭就有更小的寄生電容，更高的輸入電阻，從而大大減小了探頭的負載效應。
所以測量高速信號時，需要選擇×10或者更高衰輸入阻抗的探頭。
傳統的使用習慣上，示波器的接地方式就是那根長長的接地夾線。這種接地方式，確實是一種簡單方便的接地方式，但是卻并不是一種嚴謹的、準確的接地方式。
圖 9 接地夾線示意圖
由于地夾線比較長，其會形成一個寄生電感L_gnd，隨著夾線的增長，這個電感也會增大，而這個回路電感會和示波器探頭的輸入電容C_in產生諧振。這就導致示波器的幅頻特性變得不平坦，導致測量不準確。下圖為使用接地夾時的等效電路。
圖 10 接地夾線等效電路圖
下圖為用該等效電路仿真出的頻譜特性曲線：
圖 11 頻譜特性曲線圖
可以看出，在60MHz以上的頻率，幅度已經產生了超過3dB的過沖，而到達100M左右時，過沖到最大幅度。所以如果采用地夾，測量超過60MHz的信號就會產生比較大的失真。正確的方式應該是采用接地彈簧。接地彈簧具有非常小的電感，可以大大提升探頭的帶寬。
圖 12 接地彈簧示意圖
對于高頻信號而言，PCB走線已經不能簡單當做短路線來處理，而是需要考慮到線路上的傳播延時、信號反射等方面的影響。傳統低速信號之所以可以不考慮PCB走線的影響，是因為其波長較長，PCB走線的長度可以忽略不計，從而當成集中元件來處理。但是高頻信號的波長較短，PCB走線的長度已經不可能再被忽略，信號也必須從波的角度去考慮。下圖為同一信號在源端和終端測量到的波形：
圖 13 不同位置測量差別圖
之所以會這樣，是因為電信號在PCB上是向波一樣進行傳輸。其傳播速度一般是光速的一半。所以會造成信號在PCB上傳播會發生延時，且會根據特性阻抗的變化而產生反射。上圖中信號的終端設備并沒有進行端接，所以當信號來到終端時會產生一個反射的波，反射回源端，再經過PCB上的延時，反射波和發射信號發生疊加，從而產生源端位置的波形。同理，不只是源端，在整個傳輸線上，發射信號與反射信號都會發生疊加，差別在于彼此的相位差不同，疊加波形也不同。
可以看出測量點位置的選擇，會導致測量結果的巨大差異。所以測量高速信號時，測量位置離終端設備越近越好，這樣才能真實的測量出終端設備接受到的信號是怎樣的波形。
本文中指出了一些測量高速信號的一些注意事項，歸納如下：
1.選擇示波器和探頭帶寬時至少要選擇被測量方波信號的5次諧波頻率以上的帶寬。
2.測量高速信號時，需要選擇×10或者更高輸入阻抗的探頭。
3.接地方式的選擇，應該盡可能的降低接地回路電感，如使用接地彈簧。這樣才能真正發揮測量系統的帶寬。
4.測量高速信號時，測量位置離終端設備越近越好，這樣才能真實的測量出終端設備接受到的是怎么樣的信號。
以上就是本文的主要內容。ZDS4054 Plus示波器具有500MHz帶寬，可以真實測量100MHz的方波信號，配合探頭可以實現9pF的輸入電容，大大降低測量負載效應，可以很好的測量大多數高速信號。
